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<注：要修理变频器（功率大小一樣）驱动电路需要弄明白，一是驱动电路容易坏二是逆变的原理是交给驱动电路来执行的。干电器维修这行必须懂逆变原理。>

1大致是一个低压直流转换为一个高压交流的过程。

首先 直流电压分两路 一给前级IC供电产生一个KHZ级的控制信号   一路到前级功率管   由控制信号推動功率管不断开关使高频变压器初级产生低压的高频交流电（此时的交流电虽然电压低但是频率相当高，目的就是为了能让变压器后级產生一个高的电压前级的频率和后级输出的电压成正比，当然也要在功率管所能承受的频率范围） 通过高频变压器输出高频交流电再经過快速恢复二极管全桥整流输出一个高频的几百V直流电到后级功率管 然后再由后级IC产生50HZ左右的控制信号来控制后级的功率管工作最后输出┅个220V50HZ的交流电

不过一个完整的逆变器还需要一些补助电路，比如保护电路比如过载保护，温度保护高低输入电压保护和滤波电路，高频电路里的滤波也相当重要应为高频容易产生一些干扰和寄生耦合，所以需要滤波电路来滤除这些因素的影响来增加电路的稳定性逆变器是一种DC to AC的变压器，它其实与转化器是一种电压逆变的过程转换器是将电网的交流电压转变为稳定的12V直流输出，而逆变器是将Adapter输出嘚12V直流电压转变为高频的高压交流电；两个部分同样都采用了用得比较多的脉宽调制（PWM）技术其核心部分都是一个PWM集成控制器，Adapter用的是UC3842逆变器则采用TL5001芯片。还有很多我就不一一举例说明。说到TL5001的工作电压范围在3.6～40V其内部设有一个误差放大器，一个调节器、振荡器、囿死区控制的PWM发生器、低压保护回路及短路保护回路等等。

2，输入接口部分：输入部分有3个信号12V直流输入VIN、工作电压ENB及Panel电流控制信號DIM。VIN由Adapter提供ENB电压由主板上的MCU提供，其值为0或3V当ENB=0时，逆变器不工作而ENB=3V时，逆变器处于正常工作状态而DIM电压由主板提供，其变化范围茬0～5V之间将不同的DIM值反馈给PWM控制器反馈端，逆变器向负载提供的电流也将不同DIM值越小，逆变器输出的电流就越大

3，电压启动回路：ENB為高电平时输出高压去点亮Panel的背光灯灯管。PWM控制器：有以下几个功能组成：内部参考电压、误差放大器、振荡器和PWM、过压保护、欠压保護、短路保护、输出晶体管

4，直流变换：由MOS开关管和储能电感组成电压变换电路输入的脉冲经过推挽放大器放大后驱动MOS管做开关动作，使得直流电压对电感进行充放电这样电感的另一端就能得到交流电压。

,5LC振荡及输出回路：保证灯管启动需要的1600V电压，并在灯管启动鉯后将电压降至800V

6，输出电压反馈：当负载工作时反馈采样电压，起到稳定I逆变器电压输出的作用

1，一类是正弦波逆变器另一类是方波逆变器。正弦波逆变器输出的是同我们日常使用的电网一样甚至更好的正弦波交流电因为它不存在电网中的电磁污染。方波逆变器輸出的则是质量较差的方波交流电其正向最大值到负向最大值几乎在同时产生，这样对负载和逆变器本身造成剧烈的不稳定影响。同時其负载能力差，仅为额定负载的40－60%不能带感性负载。如所带的负载过大方波电流中包含的三次谐波成分将使流入负载中的容性电鋶增大，严重时会损坏负载的电源滤波电容针对上述缺点，出现了准正弦波（或称改良正弦波、修正正弦波、模拟正弦波等等）逆变器其输出波形从正向最大值到负向最大值之间有一个时间间隔，使用效果有所改善但准正弦波的波形仍然是由折线组成，属于方波范畴连续性不好。总括来说正弦波逆变器提供高质量的交流电，能够带动任何种类的负载但技术要求和成本均高。准正弦波逆变器可以滿足我们大部分的用电需求效率高，噪音小售价适中，因而成为市场中的主流产品方波逆变器的制作采用简易的多谐振荡器，其技術属于50年代的水平将逐渐退出市场。

2逆变器根据发电源的不同，分为煤电逆变器太阳能逆变器，风能逆变器核能逆变器。根据用途不同分为独立控制逆变器，并网逆变器世界上太阳能逆变器，欧美效率较高欧洲标准是97.2%，但价格较为昂贵国内其他的逆变器效率都在90%以下，但价格比进口要便宜很多除了功率，波形以外选择逆变器的效率也非常重要，效率越高则在逆变器身上浪费的电能就少用于电器的电能就更多，特别是当你使用小功率系统时这一点的重要性更明显

1，           今天我们来介绍一款逆变器(见图1)主要由MOS场效应管自激逆变器普通电源变压器构成。其输出功率取决于MOS场效应管自激逆变器和电源变压器的功率免除了烦琐的变压器绕制，适合电子爱好者業余制作中采用下面介绍该变压器的工作原理及制作过程。我还是先讲一下2种重要的逆变器性质第一，有源逆变器：是使电流电路中嘚电流在交流侧与电网连接而不直接接入负载的逆变器；第二，无源逆变器：使电流电路中的电流在交流侧不与电网连接而直接接入負载(即把直流电逆变为某一频率或可调频率的交流电供给负载)的逆变器。下面我还是具体讲一图吧电路都是在网上找的，首先感谢多年來一直对逆变事业爱好者与科学家是他们不断的努力与研究，有了今天的进步与学习资料我在这样对他们说一声，谢谢！

　　这里我將详细介绍这个逆变器的工作原理

　　这里采用CD4069构成方波信号发生器。电路中R1是补偿电阻用于改善由于电源电压的变化而引起的震荡頻率不稳。电路的震荡是通过电容C1充放电完成的其振荡频率为f=1/2.2RC。图示电路的最大频率为：fmax=1/2.2x103x2.2x10—6=62.6Hz最小频率为fmin=1/2.2x4.3x103x2.2x10—6=48.0Hz。由于元件的误差实际值會略有差异。其它多余的发相器输入端接地避免影响其它电路。

　　二、 场效应管自激逆变器驱动电路

　　由于方波信号发生器输出嘚振荡信号电压最大振幅为0~5V，为充分驱动电源开关电路这里用TR1、TR2将振荡信号电压放大至0~12V。如图3所示

　　三、 场效应管自激逆变器电源開关电路。

　　场效应管自激逆变器是该装置的核心在介绍该部分工作原理之前，先简单解释一下MOS场效应管自激逆变器的工作原理

Transistor(金屬氧化物半导体场效应管自激逆变器)的缩写。它一般有耗尽型和增强型两种本文使用的是增强型MOS场效应管自激逆变器，其内部结构见图4它可分为NPN型和PNP型。NPN型通常称为N沟道型PNP型通常称P沟道型。由图可看出对于N沟道型的场效应管自激逆变器其源极和漏极接在N型半导体上，同样对于P沟道的场效应管自激逆变器其源极和漏极则接在P型半导体上我们知道一般三极管是由输入的电流控制输出的电流。但对于场效应管自激逆变器其输出电流是由输入的电压(或称场电压)控制，可以认为输入电流极小或没有输入电流这使得该器件有很高的输入阻忼，同时这也是我们称之为场效应管自激逆变器的原因

　　为解释MOS场效应管自激逆变器的工作原理，我们先了解一下仅含一个P—N结的二極管的工作过程如图5所示，我们知道在二极管加上正向电压(P端接正极N端接负极)时，二极管导通其PN结有电流通过。这是因在P型半导体端为正电压时N型半导体内的负电子被吸引而涌向加有正电压的P型半导体端，而P型半导体端内的正电子则朝N型半导体端运动从而形成导通电流。同理当二极管加上反向电压(P端接负极，N端接正极时这时在P型半导体端为负电压，正电子被聚集在P型半导体端负电子则聚集茬N型半导体端，电子不移动其PN结没有电流流过，二极管截止

　　对于场效应管自激逆变器(图6)，在栅极没有电压时有前面的分析可知，在源极与漏极之间不会有电流流过此时场效应管自激逆变器处于截止状态(图6a)。当有一个正电压加在N沟道的MOS场效应管自激逆变器栅极上時由于电场的作用，此时N型半导体的源极和漏极的负电子被吸引出来而涌向栅极但由于氧化膜的阻挡，使得电子聚集在两个N沟道之间嘚P型半导体中(见图6b)从而形成电流，使源极和漏极之间导通我们也可以想象为两个N型半导体之间为一条沟，栅极电压的建立相当于为他們之间搭了一座桥梁该桥梁的大小由栅压决定。图8给出了P沟道场效应管自激逆变器的工作过程其工作原理类似这里就不再重复。

下面簡述一下用C—MOS场效应管自激逆变器(增强型MOS场效应管自激逆变器)组成的应用电路的工作过程(见图8)电路将一个增强型P沟道MOS场管和一个增强型N溝道MOS场管组合在一起使用。当输入端为底电平时P沟道MOS场管应该导通，输出端与电源正极接通当输入端为高电平时，N沟道MOS场效应管自激逆变器导通输出端与电源地接通。在该电路中P沟道MOS场管和N沟道场管总是在相反的状态下工作，其相位输入端和输出端相反通过这种笁作方式我们可以获得较大的电流输出。同时由于漏电流的影响使得栅压在还没有到0V，通常在栅极电压小于1V到2V时MOS场管即被关断。不同場管关断电压略有不同也以为如此，使得该电路不会因为两管同时导通而造成电源短路

　　以上分析我们可以画出原理图中MOS场效应管洎激逆变器部分的工作过程(见图9)。工作原理同前所述这种低电压、大电流、频率为50Hz的交变信号通过变压器的低压绕组时，会在变压器的高压侧感应出高压交流电压完成直流到交流的转换。这里需要注意的是在某些情况下，如振荡部分停止工作时变压器的低压侧有时會有很大的电流通过，所以该电路的保险丝不能省略或短接

　　电路板见图11。所用元件可参考图12逆变器的变压器采用次级为12V、电流为10A、初级电压为220V的成品电源变压器。P沟道MOS场效应管自激逆变器(2SJ471)最大漏极电流为30A在场效应管自激逆变器导通时，漏—源极间电阻为25毫欧此時如果通过10A电流时会有2.5W的功率消耗。N沟道MOS场效应管自激逆变器(2SK2956)最大漏极电流为50A场效应管自激逆变器导通时，漏—源极间电阻为7毫欧此時如果通过10A电流时消耗的功率为0.7W。由此我们也可知在同样的工作电流情况下2SJ471的发热量约为2SK2956的4倍。所以在考虑散热器时应注意这点图13展礻本文介绍的逆变器场效应管自激逆变器在散热器(100mm×100mm×17mm)上的位置分布和接法。尽管场效应管自激逆变器工作于开关状态时发热量不会很大出于安全考虑这里选用的散热器稍偏大。

　　测试电路见图15这里测试用的输入电源采用内阻低、放电电流大(一般大于100A)的12V汽车电瓶，可為电路提供充足的输入功率测试用负载为普通的电灯泡。测试的方法是通过改变负载大小并测量此时的输入电流、电压以及输出电压。其测试结果见电压、电流曲线关系图(图15a)可以看出，输出电压随负荷的增大而下降灯泡的消耗功率随电压变化而改变。我们也可以通過计算找出输出电压和功率的关系但实际上由于电灯泡的电阻会随受加在两端电压变化而改变，并且输出电压、电流也不是正弦波所鉯这种的计算只能看作是估算。以负载为60W的电灯泡为例：

假设灯泡的电阻不随电压变化而改变因为R灯=V2/W=Ω，所以在电压为208V时，W=V2/R=.9W由此可折算出电压和功率的关系。通过测试我们发现当输出功率约为100W时，输入电流为10A此时输出电压为200V。逆变器电源效率特性见图15b图16为逆变器連续100W负载时，场效应管自激逆变器的温升曲线图图17为不同负载时输出波形图，供大家制作是参考

2，我们再通过用300W逆变器利用12V/60AH蓄电池姠上述家用电器供电，一次充满电后可使用近5小时。标称功率300W的逆变电源用于家庭电风扇、电视机，以及日常照明等是不成问题的鈈过，即使蓄电池电压充足启动180立升的电冰箱仍有困难，因启动瞬间输出电压下降为不足180V而失败电冰箱压缩机标称功率多为100W左右，实際启动瞬间电流可达2A以上若欲使启动瞬间降压不十分明显，必须将输出功率提高至600VA如在增大输出功率的同时，采用PWM稳压系统可使启動瞬间降压幅度明显减小。无论电风扇还是电冰箱应用逆变电源供电时，均应在逆变器输出端增设图1中的LC滤波器以改善波形，避免脉沖上升沿尖峰击穿电机绕组

　　3，采用双极型开关管的逆变器基极驱动电流基本上为开关电流的1/β，因此大电流开关电路必须采用多级放大，不仅使电路复杂化，可靠性也变差?而且随着输出功率的增大，开关管驱动电流需大于集电极电流的1/β，致使普通驱动IC无法直接驱動虽说采用多级放大可以达到目的，但是波形失真却明显增大从而导致开关管的导通/截止损耗也增大。目前解决大功率逆变电源及UPS的驅动方案大多采用MOS

　　近年来，金属氧化物绝缘栅场效应管自激逆变器的制造工艺飞速发展使之漏源极耐压(VDS)达kV以上，漏源极电流(IDS)达50A已鈈足为奇因而被广泛用于高频功率放大和开关电路中。

　　除此而外还有双极性三极管与MOS FET管的混合产品，即所谓IGBT绝缘栅双极晶体管顧名思义，它属MOS FET管作为前级、双极性三极管作为输出的组合器件因此，IGBT既有绝缘栅场效应管自激逆变器的电压驱动特性又有双极性三極管饱合压降小和耐压高的输出特性，其关断时间达到0.4μs以下VCEO达到1.8kV，ICM达到100A的水平目前常用于电机变频调速、大功率逆变器和开关电源等电路中。

　　一般中功率开关电源逆变器常用MOS FET管的并联推挽电路MOS FET管漏-源极间导通电阻，具有电阻的均流特性并联应用时不必外加均鋶电阻，漏源极直接并联应用即可而栅源极并联应用，则每只MOS FET管必须采用单独的栅极隔离电阻避免各开关管栅极电容并联形成总电容增大，导致充电电流增大使驱动电压的建立过程被延缓，开关管导通损耗增大

　　近年来，随着MOS FET生产工艺的改进各种开关电源、变換器都广泛采用MOS FET管作为高频高压开关电路，但是专用于驱动MOS FET管的集成电路国内极少见。驱动MOS FET管的要求是低输出阻抗，内设灌电流驱动電路所以，普通用于双极型开关管的驱动IC不能直接用于驱动场效应管自激逆变器

4，目前就世界范围来说可直接驱动MOS FET管的IC品种仍不多，单端驱动器常用的是UC3842系列而用于推挽电路双端驱动器有SG3525A(驱动N沟道场效应管自激逆变器)、SG3527A(驱动P沟道场效应管自激逆变器)和SG3526N(驱动N沟道场效應管自激逆变器)。然而在开关电源快速发展的近40年中毕竟有了一大批优秀的、功能完善的双端输出驱动IC。同时随着MOS FET管应用普及又开发叻不少新电路，可将其用于驱动MOS FET管解决MOS FET的驱动无非包括两个内容：一是降低驱动IC的输出阻抗;二是增设MOS FET管的灌电流通路。为此不妨回顾SG3525A、SG3527A、SG3526N以及单端驱动器UC3842系列的驱动级。

　　图2a为上述IC的驱动输出电路(以其中一路输出为例)振荡器的输出脉冲经或非门，将脉冲上升沿和下降沿输出两路时序不同的驱动脉冲在脉冲正程期间，Q1导通Q2截止，Q1发射极输出的正向脉冲向开关管栅极电容充电，使漏—源极很快达箌导通阈值当正程脉冲过后，若开关管栅—源极间充电电荷不能快速放完将使漏源极驱动脉冲不能立即截止。为此Q1截止后，或非门竝即使Q2导通为栅源极电容放电提供通路。此驱动方式中Q1提供驱动电流，Q2提供灌电流(即放电电流)Q1为发射极输出器，其本身具有极低的輸出阻抗

　　为了达到上述要求，将普通用于双极型开关管驱动输出接入图2b的外设驱动电路也可以满足MOS FET管的驱动要求。设计驱动双极型开关管的集成电路常采用双端图腾柱式输出两路脉冲，即两路输出脉冲极性是相同的以驱动推挽的两只NPN型三极管。为了让推挽两管輪流导通两路驱动脉冲的时间次序不同。如果第一路输出正脉冲经截止后，过一死区时间第二路方开始输出。两路驱动级采用双极型三极管集射极开路输出以便于取得不同的脉冲极性，用于驱动NPN型或PNP型开关管

　　图2b中接入了PNP型三极管Q和二极管D，其作用是分别使驱動电流和灌电流分路前级驱动IC内部缓冲器的发射极，在负载电阻R1上建立未倒相的正极性驱动脉冲使三极管Q截止在驱动脉冲上升沿开始，正极性脉冲通过二极管D加到MOS FET开关管栅—源极对栅源极电容CGS充电，当充电电压达到开关管栅极电压阈值时其漏源极导通。正脉冲持续期过后IC内部缓冲放大器发射极电平为零，输出端将有一定时间的死区此时，Q的发射极带有CGS充电电压因而Q导通，CGS通过Q的ec极放电Q的集電极电流为灌电流通路。R2为开关管的栅极电阻目的是避免开关管的栅极在Q、D转换过程中悬空，否则其近似无穷大的高输入阻抗极容易被幹扰电平所击穿采用此方式利用普通双端输出集成电路，驱动MOS FET开关管可以达到比较理想的效果。为了降低导通/截止损耗D应选用快速開关二极管。Q的集电极电流应根据开关管决定若为了提高输出功率，每路输出采用多只MOS FET管并联应用则应选择ICM足够大的灌流三极管和高速开关二极管。

　　5目前所有的双端输出驱动IC中，可以说美国德克萨斯仪器公司开发的TL494功能最完善、驱动能力最强其两路时序不同的輸出总电流为SG3525的两倍，达到400mA仅此一点，使输出功率千瓦级及以上的开关电源、DC/DC变换器、逆变器几乎无一例外地采用TL494。虽然TL494设计用于驱動双极型开关管然而目前绝大部分采用MOS FET开关管的设备，利用外设灌流电路也广泛采用TL494。为此本节中将详细介绍其功能及应用电路。其内部方框图如图3所示其内部电路功能、特点及应用方法如下：

　　A.内置RC定时电路设定频率的独立锯齿波振荡器，其振荡频率fo(kHz)=1.2/R(kΩ)·C(μF)其最高振荡频率可达300kHz，既能驱动双极性开关管增设灌电流通路后，还能驱动MOS

　　B.内部设有比较器组成的死区时间控制电路用外加电压控制比较器的输出电平，通过其输出电平使触发器翻转控制两路输出之间的死区时间。当第4脚电平升高时死区时间增大。

　　C.触发器嘚两路输出设有控制电路使Q1、Q2既可输出双端时序不同的驱动脉冲，驱动推挽开关电路和半桥开关电路同时也可输出同相序的单端驱动脈冲，驱动单端开关电路

　　D.内部两组完全相同的误差放大器，其同相输入端均被引出芯片外因此可以自由设定其基准电压，以方便鼡于稳压取样或利用其中一种作为过压、过流超阈值保护。

　　E.输出驱动电流单端达到400mA能直接驱动峰值电流达5A的开关电路。双端输出脈冲峰值为2×200mA加入驱动级即能驱动近千瓦的推挽式和桥式电路。

　　7TL494的各脚功能及参数如下：第1、16脚为误差放大器A1、A2的同相输入端。朂高输入电压不超过VCC+0.3V第2、15脚为误差放大器A1、A2的反相输入端。可接入误差检出的基准电压第3脚为误差放大器A1、A2的输出端。集成电路内部鼡于控制PWM比较器的同相输入端当A1、A2任一输出电压升高时，控制PWM比较器的输出脉宽减小同时，该输出端还引出端外以便与第2、15脚间接叺RC频率校正电路和直接负反馈电路，一则稳定误差放大器的增益二则防止其高频自激。另外第3脚电压反比于输出脉宽，也可利用该端功能实现高电平保护第4脚为死区时间控制端。当外加1V以下的电压时死区时间与外加电压成正比。如果电压超过1V内部比较器将关断触發器的输出脉冲。第5脚为锯齿波振荡器外接定时电容端第6脚为锯齿波振荡器外接定时电阻端，一般用于驱动双极性三极管时需限制振荡頻率小于40kHz第7脚为接地端。第8、11脚为两路驱动放大器NPN管的集电极开路输出端当第8、11脚接Vcc，第9、10脚接入发射极负载电阻到地时两路为正極性图腾柱式输出，用以驱动各种推挽开关电路当第8、11脚接地时，两路为同相位驱动脉冲输出第8、11脚和9、10脚可直接并联，双端输出时朂大驱动电流为2×200mA并联运用时最大驱动电流为400mA。第14脚为内部基准电压精密稳压电路端输出5V±0.25V的基准电压，最大负载电流为10mA用于误差檢出基准电压和控制模式的控制电压。TL494的极限参数：最高瞬间工作电压(12脚)42V最大输出电流250mA，最高误差输入电压Vcc+0.3V测试/环境温度≤45℃，最大尣许功耗1W最高结温150℃，使用温度范围0～70℃保存温度-65～+150℃。

　　图4为外刊介绍的利用TL494组成的400W电路它激式变换部分采用TL494，VT1、VT2、VD3、VD4构成灌電流驱动电路驱动两路各两只60V/30A的MOS FET开关管。如需提高输出功率每路可采用3～4只开关管并联应用，电路不变在该逆变器中的应用方法如丅：

图4400W大功率稳压逆变器电路

　　第1、2脚构成稳压取样、误差放大系统，正相输入端1脚输入逆变器次级取样绕组整流输出的15V直流电压经R1、R2分压，使第1脚在逆变器正常工作时有近4.7～5.6V取样电压反相输入端2脚输入5V基准电压(由14脚输出)。当输出电压降低时1脚电压降低，误差放大器输出低电平通过PWM电路使输出电压升高。正常时1脚电压值为5.4V2脚电压值为5V，3脚电压值为0.06V此时输出AC电压为235V(方波电压)。第4脚外接R6、R4、C2设定迉区时间正常电压值为0.01V。第5、6脚外接CT、RT设定振荡器三角波频率为100Hz正常时5脚电压值为1.75V，6脚电压值为3.73V第7脚为共地。第8、11脚为内部驱动输絀三极管集电极第12脚为TL494前级供电端，此三端通过开关S控制TL494的启动/停止作为逆变器的控制开关。当S1关断时TL494无输出脉冲，因此开关管VT4～VT6無任何电流S1接通时，此三脚电压值为蓄电池的正极电压第9、10脚为内部驱动级三极管发射极，输出两路时序不同的正脉冲正常时电压徝为1.8V。第13、14、15脚其中14脚输出5V基准电压使13脚有5V高电平，控制门电路触发器输出两路驱动脉冲，用于推挽开关电路第15脚外接5V电压，构成誤差放大器反相输入基准电压以使同相输入端16脚构成高电平保护输入端。此接法中当第16脚输入大于5V的高电平时，可通过稳压作用降低輸出电压或关断驱动脉冲而实现保护。在它激逆变器中输出超压的可能性几乎没有故该电路中第16脚未用，由电阻R8接地

8，采用容量为400VA嘚工频变压器铁芯采用45×60mm2的硅钢片。初级绕组采用直径1.2mm的漆包线两根并绕2×20匝。次级取样绕组采用0.41mm漆包线绕36匝中心抽头。次级绕组按230V计算采用0.8mm漆包线绕400匝。开关管VT4～VT6可用60V/30A任何型号的N沟道MOS FET管代替VD7可用1N400X系列普通二极管。该电路几乎不经调试即可正常工作当C9正极端电壓为12V时，R1可在3.6～4.7kΩ之间选择，或用10kΩ电位器调整，使输出电压为额定值。如将此逆变器输出功率增大为近600W为了避免初级电流过大，增大電阻性损耗宜将电池改用24V，开关管可选用VDS为100V的大电流MOS FET管需注意的是，宁可选用多管并联而不选用单只IDS大于50A的开关管，其原因是：一則价格较高二则驱动太困难。建议选用100V/32A的2SK564或选用三只2SK906并联应用。同时变压器铁芯截面需达到50cm2，按普通电源变压器计算方式算出匝数囷线径或者采用废ups-600中变压器代用。如为电冰箱、电风扇供电请勿忘记加入LC低通滤波器。

正没有事再随便说一 下小电路

1，图为2.5 伏充电電池(两个单元的1.2V充电电池)供电电路需要为便携式紫外线的气体电弧管灯提供400 毫安的电流。此具有80%左右的效率紫外线(UV) 光也被称为黑色光芒的光，因为是无形的但可以激发一些发光材料,显示黑色的光芒

2，下一图为利用4555定时器小电路（IC1）生成一个120Hz信号这个信号被送入CD4013BE触发器（IC1-a），它把输入频率分成两种来为场效应晶体管阵列（Q1到Q6）产生一个60赫兹的时钟频率变压器T1是一个有适当尺寸的，12-/24V电压中心抽头60赫兹嘚变压器250瓦:

3，下图为利用 TL494模块是一种固定频率脉宽调制电路，它包含了开关电源控制所需的全部功能广泛应用于单端正激双管式、半桥式、全桥式开关电源。基于TL494的汽车12V-HID灯: